Posts by eBernd

    Hallo,


    in Radio-/Fernsehwerkstätten und Hobbykellern waren diese "Wechselstromverfolger" real existierend und hießen Signalverfolger, was ja nicht viel Unterschied macht.

    Das waren einfache (Rechteck-)Generatoren und Abhörverstärker mit Lsp oder Kopfhörer in einem Gerät. Bei den Rechtecksignalen hatten man schön viele Oberschwingungen, mit denen man auch HF/ZF-Stufen prüfen konnte. Dann wurde dem Verstärker ein HP und Gleichrichter (zum Demodulieren) vorgeschaltet.

    Für so was gab es schon Baupläne in der Röhren-Ära.


    museale Grüße, Bernd

    Ich antworte "von hinten":

    Die Überlast ist für solche Pulsdauern kein Problem.


    Zum Thema (zugeschnittene) Größengleichung liest du am besten mal einen entspr. (Wikipedia-)Artikel.


    Die Sache mit τ aber hier mal aufgelöst:

    τ = R • C = V/A • As/V = s (nach dem Kürzen bleibt nur Sekunde übrig)

    Widerstand R ist Spannung/Strom (V/A)

    As (Amperesekunde = Coulomb) ist die Einheit der el. Ladung, die Kapazität C ist Ladung pro Spannung (As/V = Farad)

    Mit diesen Grundgrößen ergibt die Gleichung

    τ = R • C = 100 nF • 390 R = 100• 10^-9 F • 390 R = 39 µs.


    Gruß, Bernd

    Hallo,


    beim (Um-/)Aufladen eines C ensteht immer ein exponentiell abfallender Strom(stoß).

    Einfaches Szenario: Deine DC-Spannungsquelle (V), dein C und dein Serien-R (Schutzdioden weggelassn für worst case Rechnung).

    Der maximale Anfangsstrom ist immer I = V / R.

    Verkraften die Z-Dioden diesen Strom? (Faktor 2...3 drüber ist kein Problem)

    Die Rechnung mit Z-Diode verringert das V, daß anzusetzen ist.


    Das Abklingen/die Länge des Pulses hängt von C und R ab: Sie ergeben die Zeitkonstante τ = C•R (Einheit Sekunden).

    Nach 1; 2; 3; 4; 5τ ist der Strom auf 37; 14; 5; 2; 1% abgesunken.

    Je größer C (und R) um so größer τ, um so länger dauert das Aufladen.

    Andererseits je größer C, um so niedriger die Grenzfrequenz des Hochpasses für das Nutzsignal.

    Vergrößern des R verkleinert den Spitzenstrom, verfälscht aber auch die Amplitude des Nutzsignals.

    Wie im ganzen Ingenieursdasein: den für die Anwendung besten Kompromiß finden.


    Gruß, Bernd

    ACHTUNG,

    das ist jetzt keine direkte Hilfe für den Fragesteller muß aber meiner Meinung nach mal sein:


    Wenn so ein Bausatz mit einer "Malen-nach-Zahlen"-Anleitung verkauft wird, was auch (ziemlich) fachfremde Kundschaft anlockt (was kein Kritikpunkt ist), dann sollte bei einer solchen Komponentenänderung ein entsprechender Hinweis zum Kit (Bauteil) gepackt werden.

    Eine Einfache "Übersetzungshilfe" (Spannung1 - alte Farbe - neue Farbe, Spannung2......) reicht schon. 8 Stück davon auf einer DIN A4 Seite gedruckt, schnipp schnapp und je ein Zettelchen an den Trafo gepappt.

    Wenn aber zwischen Entwicklung, Einkauf und Vertrieb (Kommunikations-)Lücken sind (von QS und Produktpflege will ich gar nicht reden), wird das auch nicht passieren.


    Ich habe bei dieser kritischen Anmerkung hoffentlich mein Augenmaß nicht verloren: Wenn ein Widerstand oder Kondensator plötzlich eine andere Körperfarbe im Kit hat, erwarte ich das nicht (Es sei denn, ich meine bei einem Holzbausatz dem Käufer erklären zu müssen, dass er das nicht mit einem Schneidbrenner sondern mit einer Säge trennen soll).


    Aber es geht hier um den Netztrafo mit einer HV-Anodenwicklung!


    An die Hilfesuchenden: So eine Abweichung stellt bei B2B keinen Mangel dar, bei B2C vielleicht schon (juristisch unklar).

    DEshalb sollte diese Frage zuerst an die (Mail)Adresse des Inverkehrbringers (aka Verkäufer) gehen, um damit vielleicht mal einen Verbesserungsprozeß anzustoßen.


    Man kann stattdessen aber auch weiterhin die Forengemeinde als NPO in der Unternehmensstruktur fest einplanen... :evil:

    "Mach ihn so groß das der Signalverlust nicht nerft(merkbar ist) und mach dir keine Sorgen."


    Gut zusammengefasst!

    Ich gehe dabei davon aus, dass du ganz am Anfang eh den DC-Abblock-C plazierst.

    Dann interessiert die (möglich maximale) DC-Leistung der Netzteile auch nicht mehr.

    Die Z-Dioden/TVS etc. dienen dann nur noch dazu, schädliche Signalspitzen vom Interface (oder wat auch immer) fernzuhalten.

    Noch ne Anmerkung: Wenn du von 3,6 V ausgehst, ist das eine 3,6-V-Z-D?

    Dann wäre die eigenliche Begrenzungsspannung bei antiserieller Schaltung aber 3,6 + 0,7 = 4,3 V

    Bei antiparalleler Schaltung wäre die Begrenzungsspannung .... 0,7 V (hat mich mal Punkte in einer Klausur gekostet ;) ).

    Gruß, Bernd

    Hallo,


    1. Die Überlegungen, die du machst, gelten für dauerhafte DC - und damit dauerhafte DC-Leistung - an der Schaltung.

    Mit Abblock-C trifft das ja nicht zu.


    2. Für ein Rv-Berechnung von Z-Dioden-Stabilisierung gehört unbedingt der Last-(Nutz-)strom dazu, also das 100k-Poti mit dem nachfolgen Eingangswiderstand parallel dazu (worts case).

    Die Variation dieser Last (min/max) sind Ausgangspunkt der Rv-Berechung.


    Natürlich spielt auch eine Variation der Eingangsspannung bei der Berechnung eine Rolle. Das waren aber in der Z-D-Stabilisierungs-Epoche nur typ. +/- 10 % Netzspannungsschwankung, die sich auf die - ungeregelte! - DC auswirkten.


    Eine einmalige kurze (Über-)Belastung (Halbwelle) beim Anschalten der Audioprobe ist eher vernachläßigbar, wenn es nur um die entstandene Wärme in der Z-D geht, die hat ja genug Zeit danach zu verschwinden.

    Deswegen gilt für mich hier die Entwurfsregel: Den Widerstand so groß, daß er die Messung nicht allzusehr verfälscht. Das hilt der Z-Diode sehr, die Spannung (ungefähr) auf ihren Nennwert zu begrenzen.


    Gruß, Bernd

    Boah!


    • Die Zenerspannung (physikalisch falsch aber umgangssprachlich üblich) mißt man bei einem (mehr oder weniger) vorgegebenen Zenerstrom.
    • Zenerdioden werden immer mit Vorwiderstand betrieben, der für die beiden extremen Lastfälle (min./max Vervraucherstrom) berechnet werden muß (als Kompromiß).
    • Also Spannung, die "zuviel" ist - also über der Zenerspannung liegt - muß am Widerstand abfallen und nicht der Zenerdiode einfach "zugemutet" werden, die geht dann ratz-fatz hopps (um es wissenschaftlich auszudrücken ;) ).
    • Es gibt auch noch sogenannte TVS (transient voltage supressors), die dafür da sind, Überspannungsspitzen platt zu machen. Aber wie gesagt nur Spitzen und keine DC-Dauerüberlastung. Deswegen gehört der Kondensator auch ganz vorne in die Kette, um allen anderen Bauteile ein DC-befreites (langes) Leben zu ermöglichen!!!

    Die TVS gibts auch in bidirektional, dann braucht man nur ein Bauteil. Selbst Pollin hat solche TVS bedrahtet und als SMD in großer Auswahl.


    Gruß Bernd

    Hallo,


    wenn man die Potis alle 180° gedreht einlötet (die jetzt sichtbaren wären dann unter der Platine) wären sie "richtig rum"...


    "Achtung, Achtung auf der A8 kommt Ihnen ein Geisterfahrer entgegen! Bitte fahren Sie......"

    ...

    ...

    "Wat?! - Einer? - Hunderte!" :P


    Gruß, Bernd

    ... ergänzend dazu angemerkt:

    Die Nutubes sind leider an der Kathode miteinander "verwachsen", wodurch bestimmte unabhängige Nutzungen der beiden Systeme entfallen.

    An das andere Biasing (da ist nix mit getrenntem Autobias pro System) muß man sich schaltungstechnisch auch gewöhnen.

    Und der Platzbedarf auf der Platine ist auch kaum besser als zwei einzelne und daher unabhängige LowVolt-Bleistiftröhren, wie sie von anderen schon genannt wurden.


    Gruß, Bernd

    Hallo,


    der Vpeak-Wert bei 12 dBU beträgt ~ 4,36 V. Daher würde ich zwei 3,6 V-Z-Dioden antiseriell nehmen. Da eine Z-Diode in Durchlaß ist, wenn die andere sperrt/begrenzt, addiert sich 0,7 V Durchlaßspannung zur 3,6 V Zenerspg. = 4,3 V gesamt.

    Mit LED oder DUS (Diode universal Silizium - alter Elektorbegriff) kannst du es auch machen, da würde ich aber erst die Vf der Teile messen und dann passend zusammenstellen.

    1k in Serie zum C find ich auch ok bei dem Eingangswiderstand des I/F.


    Gruß, Bernd

    Hallo,


    der Ansatz ist gut, wenn man jetzt die Randbedingungen wüßte, könnte man es noch besser anpassen:

    1.: Welche DC-Spannungen müssen geblockt werden (Röhren-Amp oder Effekte?)

    2.: Wie ist der Eingang des Interface spezifiziert: max. Spg. (Vpp -> Zenerdiodenspannung), welche Impdanz (hoch-/niederohmig)?

    Aus letzterem könnte man noch einen Strombegrenzungswiderstand (in Serie zum C der A-Probe) ermitteln - wenns auf die exakte Amplitude(nmessung) nicht ankommt.

    Gruß, Bernd

    Hallo,

    "Muss eigentlich nicht die Eingangsimpedanz der Effekte zur Impedanz des Pickups passen?"


    Nein das wäre Leistungsanpassung. Das gibt es zwar (häufig) in der Kommunikationstechnik, spielt aber nur eine Rolle, wenn eine Leistung maximal weitergeleitet werden soll. Dazu gehört auch, daß an den Übergabestellen keine Reflexion des Signals zurück zur Quelle stattfindet (Das kann sonst Sendeendstufen und Datenausgänge killen).

    Hier ist aber - wie oft bei NF-Signalen - Spannungsanpassung angesagt: Von der gelieferten PU-Spannung soll möglichst wenig durch Spannungsabfall verloren gehen. Das bedeutet hohe Eingangsimpedanz (im Verhältnis zur Signalquelle) am Verstärkereingang.

    Bei Röhrenamps leicht zu erreichen, bei Transistor-Effekten nicht ganz so optimal. Ausnahme: FET- oder Opampschaltungen im Eingang.


    Gruß, Bernd

    Hallo,


    ein paar Hinweise von mir:

    Gerade wenn man damit das Verhalten von Schaltungen überprüfen will, muß man mindestens die PU-Modelle von SIngle und Humbucker haben.

    Da besteht ein sehr großer Unterschied im Frequenzverhalten und der Ausgangsspannung. (Mit SIngle PU: Schaltung läuft, mit Humbucker: gnadenlos übersteuert).

    Und dann einen konstanten Sinus durch das PU-Model zu jagen und damit Schaltungen optimieren macht keinen Sinn:

    1. Das "echte" PU-Signal sinkt nach dem Anschlag sehr schnell ab (teilweise von 3-stellig Millivolt nach einstellig).

    Und das dynamische Verhalten der Schaltung ist sehr wichtig (z. B. die Ansprache eines Fuzz und dessen Ausklingen)

    2. Es ist nie ein reiner Sinus der aus dem PU kommt - und das Obertonspektrum ist nicht einfach zu simulieren.


    Aber ich habe halt prinzipiell den Eindruck, das die vorletzte Generation gerne an die Simulation glaubt, weil IRL zu kompliziert und unerfreulich geworden ist ... :/


    Gruß, Bernd

    Ha, war ja klar, dass da einer draufkam...

    Die Auslenkung wird zieeemlich groß - und trotzdem hört man nix...


    Noch ein ernstgemeinter Zusatz:

    Die Schaumstoffartigen Sicken haben sich auch schon in den 70-/80-ern aufgelöst.

    Echte Gummisicken brachen/rissen eher. Die hab ich dann à la Fahrradschlauch mit Gummilösung geklebt (aber ohne Flicken).

    Die Pappsicken bei Git.-Lsp. hat manso lange es ging "so" gelassen, die hatten durch den Gebrauch ja eine tiefere Resonanzfrequenz bekommen.

    Die hat man aber auch mit Holzleim oder verdünnten Klebstoffen bepinselt. Wegen noch nicht existentem WWW war die Lernkurve eher individuell und vor allem flach! ^^


    Gruß, Bend

    Hallo Christof,

    die von mir besprochene Schaltung ist ja praktisch von etlichen real existierenden kommerziellen Effektpedalen älterer Bauart übernommen, also quasi "generisch".

    Und, es geht hier um die - im Vergleich zu einem signalmodulierendem Effekt wie Tremolo oder auch Noisegate - die ziemlich "gemütliche" Umschaltung Effekt/Bypass. Die Funktion der Diode habe ich ja beschrieben. Frag mich nicht, warum man das nicht anders gelöst hat, meistens läuft es auf eine Kostenersparnis im Cent-Bereich hinaus...

    Ach so, meine Einmischung zu diesem Thema basiert nur auf dem Aspekt die DC-Verhältnisse am FET nicht zu vernachlässigen, der Rest ist für einen Modulationseffekt eh nicht geeignet.


    Gruß, Bernd